各種類型的變頻器因器在交流調速領域廣闊的應用前景自從問世以來就一直是各方面研究的重點和方向。本文設計了一種新型全數字化三相SPWM變頻器，整流部分采用二極管不可控整流，電路結構比較簡單可使功率因數接近1。逆變器采用三菱公司提供的智能功率模塊PM25RSB120（Intelligent Power Module），它包含了IGBT芯片及外圍的驅動和保護電路。

在控制部分以英國MITEL公司的專用集成芯片SA866為控制核心，同時使用外部EEPROM將參數直接寫入其中，無需其它處理器配合，充分利用其外圍電路簡單、具有多種波形選擇的特點。驅動電源采用JS158，它是專為設計逆變裝置而又使用IPM的嵌入式系統級開關電源，具有9路輸出，8路隔離輸出，電流強勁，輸入電壓范圍寬，保護全等優點。為了增強抗干擾能力和保護控制電路，在設計中還設置了隔離和過流保護單元。

1.變頻器主電路設計

1.1變頻器硬件系統總體框架

1.2整流環節設計

1.2.1整流環節概述

常整流電路可分為可控整流和不可控整流。可控整流可以使系統的功率因數接近1，并且具有較小的紋波，頻率高，可降低較小幅值的濾波電容。但是采用可控整流電路會使得系統成本上升，并且控制電路復雜。

在本系統中，我們采用了三相二極管不可控整流，采用它無需控制電路驅動，電路簡單、可靠，成本低，缺點就是紋波較大，需采用較大幅值的濾波電容.

1.2.2整流二極管參數的選擇

AC/DC整流電路由不可控整流環節、中間濾波環節構成。假如電動機參數如下，整流二極管參數:

A:通過二極管的峰值電流:

B:流過二極管的電流有效值:

C:二極管電流額定值:

考慮濾波電容充電電流的影響,須留較大的電流余量,選用Ie=10A

D:整流二極管電壓定額:

1.2.3濾波電容參數

當沒有濾波電容時,三相整流輸出平均直流電壓為:

加上濾波電容后,VDC的最大電壓可達到交流線電壓的峰值

濾波電容值理論上越大越好，考慮到價格和體積，選用耐壓為80OV,電容量為1100uf的電容。在整流電路后面，我們并一個大電容的作用主要有兩個:

〔1) 濾平全橋整流后的電壓紋波;

(2) 當負載變化時，使直流電壓保持平衡。

為此我們在實際應用中采用的電容值是1100uF/800v，在變頻器停止工作后由于電容容量較大，如果沒有泄放回路的話，儲存的能量釋放很慢，往往達數分鐘之久。為此我們在電容兩端并聯了一個2OOK/6W的電阻，構成一條泄放回路，使得電荷能較快泄放。

1.3變頻器中逆變部分設計

1.3.1逆變器件的選擇

逆變電路中，我們選用的是三相全橋逆變電路，在逆變器中，我們選擇的開關器件為IGBT。絕緣柵雙極型晶體管IGBT是由MOSFET和雙極型晶體管復合而成的一種器件，其輸入極為MOSFET，輸出極為PNP晶體管，因此，可以把其看作是MOS輸入的達林頓管。它融和了這兩種器件的優點，既具有MOSFET器件驅動簡單和快速的優點，又具有雙極型器件容量大的優點，因而，在現代電力電子技術中得到了越來越廣泛的應用。IGBT的等效電路如圖2一3所示。由圖2一3可知，若在IGBT的柵極和發射極之間加上驅動正電壓，則MOSFET導通，這樣PNP晶體管的集電極與基極之間成低阻狀態而使得晶體管導通;若IGBT的柵極和發射極之間電壓為OV，則MOSFET截止，切斷PNP晶體管基極電流的供給，使得晶體管截止。

但是在實際電路中，大功率、高頻率的開關操作動態條件非常苛刻，功率電路，緩沖電路還有門極驅動電路必須合理設計，使IGBT能夠承受di/dt和dv/dt的極限值。如果功率電路漏感不夠小、緩沖電路吸收不充分，瞬態過電壓就會發生.合理的布局對于IGBT的可靠性和工作效率是非常重要的。哪一個環節沒有設計好都會影響這個電路的正常工作，甚至將器件損壞。智能功率模塊IPM則大大降低了以上問題影響系統正常工作的可能性。IPM是一種將高速、低損耗IGBT及其最佳門極驅動和保護電路集于一體的功率模塊。在本篇畢業論文設計中所采用的就是日本三菱公司生產的IPM(PM25RSB120)。

1.3.2 IPM的參數選擇

為了選用合適的IPM用于變頻器，要根據電動機的功率計算其最大峰值電流Ic再參考該型號元件和過流保護(OC)的動作數值來選用。電動機最大峰值電流可由下式計算:

在上公式中,P——電動機功率(w)

K1—— 變頻器電流最大過載倍數

K2 —— 電流紋波系數

—— 變頻器的效率

—— 功率因數

——交流電電壓

在本處，電源為380V交流，電動機功率為2.2KW,K1=150%,K2=120%, η=0.9,cos?=0.76，則電動機的峰值電流:

為此我們選用三菱公司的IPM器件PM25RSB120，其過載電流為(OC)為62A,該模塊內部有7只IGBT單元，每只IGBT的額定集電極電流是25A,額定集電極一射極電壓是1200V，完全可以滿足我們的要求.

1.3.3 PM25RSB120功能特點及內部電路

A:下面結合PM25RSB120的內部結構圖來說明其原理和保護功能。如下圖所示其中六只IGBT反并聯續流二極管后連接成三相全橋電路。每一只IGBT都有相應的隔離驅動電路，所有驅動信號必須隔離再進入模塊，并且要給上橋臂每一個驅動模塊提供單獨的隔離直流電源，下橋臂共地，可共享一個直流電源。每一驅動電路都有完善的自動保護功能。為避免過壓損壞或欠壓保護觸發，控制電源應調整在15V土10%范圍內。這些保護是:

1、低電壓閉鎖 IPM的內部控制電路需要15V直流電源。當這個電某種原因低于電壓閥值13.5V時，驅動電路自動閉鎖，并且發出故障信號Fo通知主控電路。一些短時間的電壓毛刺將被保護電路忽略，因為它們并不影響驅動電路的運行。控制電壓直到上升至復歸閥值13.5V時，驅動電路才又開始工作。

2、溫度保護 IPM內部有一個固定在底盤IGBT器件附近的溫度傳感器。當模塊溫度超過閥值125℃時，無論輸入信號是什么，驅動電路將自動閉鎖同時發出故障信號Fo。直到模塊溫度下降到復歸閥值100℃并且控制信號為高電平（IGBT關斷)時IPM才重新開始工作

3、過流保護 IPM使用電流傳感型IGBT對模塊進行在線監測。如果通過IPM的電流超過過電流閥值62A且持續時間為1Ous以上，保護電路將閉鎖門極驅動并產生故障信號Fo。這段持續時間是為了避免通過IPM的瞬時電流尖峰造成保護誤動。

4、短路保護 如果發生短路，電流超過短路電流閥值101A ，保護將立即動作并發信號Fo；

B: PM25RSB120引腳功能及隔離電路

PM25RSB120有19個控制引腳(有一個空腳)，可分為相互隔離的四組:

U相上橋臂 :VUPI/VUPC一電源輸入，UP一控制信號輸入，UFO一故障信

號輸出。

V相上橋臂 : VVPI/VVPC一電源輸入，VP一控制信號輸入，VFO一故障信號輸出 。

W相上橋臂 : VWPI/VWPC一電源輸入，WP一控制信號輸入，WFO一故障

信號輸出。

三相上橋臂 : VNI/VNC一電源輸入，UN,VN,WN一控制信號輸入，FO

故障信號輸出。

以上電源輸入中:三個上橋臂各需要一路隔離15土1.5V / 34mA直流電源，下橋臂共需要一路隔離15土1.5V/100mA直流電源。輸入控制信號是反向的，即給輸入引腳P加0-0.8V以下的電壓時，對應的IGBT導通:給輸入引腳P加4.OV-15V的電壓時，對應的IGBT關斷。故障輸出為IOmA下拉電流信號，最小持續時間為1.8ms上面講到了PWM信號進入IPM之前必須要進行隔離，同理故障輸出信號Fo也必須要隔離后才能送到主控板。圖2-5為IPM上橋臂接口電路圖，

下橋臂接口電路大致相同。PWM信號隔離光耦采用東芝公司的高速光耦6N136，速度可達1Mb/s，在共模電壓為1500V時，其共模抗擾度(Common Mode Noise Im munity)可達15kV/us。為了保證IGBT功率電路的可靠運行.光耦的共模抗擾度至少要在IOkV/us以上。要注意IPM模塊的輸入邏輯是反向的，所以光耦OPT1應接上拉電阻到15V使輸出反向。

而且這樣接線時，如果主控板過來的信號線由于某種原因斷線，對應IGBT將截至。控制輸入端的上拉電阻應該足夠小已避免輸入端高阻抗拾取噪聲，又要足夠大，以保證高速光晶體管在最大VIN(ON)時仍能靠的控制IPM.故障輸出信號和制動輸入信號采用普通的低速光耦PC817就可以了。IPM故障輸出為大約1OmA左右的下拉電流信號。因此OPT2的初級不需要串接電阻，直接并在15V和故障輸出端Fo兩端。

同時IPM的控制電源端子應接一個至少10uF的退耦電容，這個電容幫助濾掉控制電源的共模噪聲并提供IPM驅動電路的所需的大電流脈沖。為了減小接口電路板的尺寸，提高接口電路的可靠性，電源采用專門定做的DC/DC模塊（JA158）。該模塊的隔離絕緣電壓可達2500V，有9路輸出電壓，8路隔離輸出，足夠IPM驅動電路和控制芯片所需了。

IPM接口電路較簡單，但一定要注意其PCB的布局。盡量不要讓光藕的初級和次級布線靠得太近或者在上下兩層間交叉。各橋臂DC/DC模塊的電源布線要盡量靠近IPM控制 引腳，不要互相靠近。PCB布線要盡可能短，多地方要布屏蔽地層。

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轉載自頭條號：上海益勝網絡科技。（侵刪）